Реферати українською » Коммуникации и связь » Проектування передавача


Реферат Проектування передавача

Страница 1 из 2 | Следующая страница
Вихідні дані і завдання проектування

Номер варіанта 7

1. Потужність не вдомафидера 75 Вт

2. Діапазон робочих частот 8,0-30 МГц

3. Рівень придушеннявнеполосних випромінювань 40дБ

4. Опірфидера 50Ом

5. Харчування від мережі змінного струму 220 У


Зміст

Вихідні дані і завдання проектування

Умовні позначення символи й скорочення

Запровадження

1. Обгрунтування і вибір структурної схеми

2. Розрахунок вихідного каскаду радіопередавача

2.1. Вибір транзистора кінцевого каскаду

2.2. Розрахунокколлекторной ланцюга

2.3. Розрахунок базової ланцюга

2.4. Розрахунок ланцюга корекціїАЧХ

2.5. Розрахунок фільтра нижніх частот

2.6. Розрахунок трансформаторів довгих лініях

2.8. Розрахунок котушок індуктивності іблокировочних елементів

2.9 Вторинний джерело харчування

Укладання

>Библиографический список



Умовні позначення символи й скорочення

>АМ – амплітудна модуляція

>ОМ –однополосная модуляція

>ТДЛ – трансформатор довгих лініях

>ФНЧ – фільтр нижніх частот

>ЧМ – частотна модуляція


Запровадження

Великий практичний інтерес доОМ та широке впровадження радіообладнання зОМ, особливо у КВ діапазоні пояснюється відомими перевагами цього виду модуляції протиАМ іЧМ.

Очевидним і важливим перевагоюОМ є найвужча смуга частот, зайнята сигналом зОМ в радіоканалі. Вона майже дорівнює смузі вихідногомодулирующего сигналу. Смуга частот, зайнята коливанням зАМ, по меншою мірою вдвічі ширше. Завдяки цій особливостіОМ її використання у системах радіозв'язку дозволяє майже 2 разу протиАМ зменшити необхідні смуги радіоканалів і тим самим збільшити вдвічі число діючих радіозв'язків щодо одного й тому самому діапазоні частот.

Важлива перевагаОМ передАМ є можливість отримання в системах радіозв'язку зОМ енергетичного виграшу.

ПриАМ все передане повідомлення вкладено у кожному з бічних смуг, оскільки одна смуга за складом є дзеркальним відбитком інший. Несуча частота грає допоміжну роль – переносить інформацію щодо точної значенні частоти і фази коливань, необхідні одночасногосинфазного детектування обох смугАМ сигналу. Без втрати переданої інформації жодну з смуг можна виключити. Це дозволить вдвічі скоротити зайняту в ефірі смугу частот, але водночас вдвічі зменшить напруга не вдома детектора приймача, оскільки тепердетектируется лише однієї бічна смуга.Экономии енергії передавача не дає, бо середня відносна потужність бічних смуг вАМ сигналі невелика (порядку 2%).


1. Обгрунтування і вибір структурної схеми

>Связние передавачі короткохвильового діапазону (>f = 1,5-30,0 МГц) працюють у режимі односмугової модуляції (>ОМ).Однополосний сигнал формується фільтровим методом на щодо низькою частоті (500кГц) і переноситься з допомогою перетворювачів частоти у діапазон. Багаторазове перетворення сигналу супроводжується появою значної частини комбінаційних складових, які за невдалому виборі частот перетворення можуть відвідати вхід підсилювача потужності і створити перешкоди поза робочого діапазону передавача.

Структурна схема сучасногодиапазонного передавача з односмугової модуляцією має будуватися те щоб знизити ймовірність випромінювання паразитних коливань звести до мінімуму числоперестраиваемих ланцюгів в проміжних іоконечном каскадах передавача.

Розглянемо варіант структурної схемидиапазонного передавача зОМ, задовольняючого викладеним вище вимогам (рис. 1.1).

>Рис. 1.1. Структурна схемаоднополосного передавача

Звукове сигнал з мікрофона (М) посилюється підсилювачем низькою частоти (1) й потрапляє на балансний модуляторБМ1 (2). У другий вхідБМ1 надходить напруга з опорного генератора (3) із частотоюf0. Частота цього генератора стабілізовано кварцом. Значення частотиf0 визначаєтьсяАЧХ електромеханічного фільтра (>ЭМФ) і вибором робочої бічний смуги (верхньої чи нижньої). На виході першогобалансного модулятора виходитьдвухполосний сигнал з ослабленою несучою. Ступінь придушення несучою частоти не вдома передавача (в антени) визначаєтьсябалансниммодулятором іЭМФ, а небажаної бічний смуги – лише параметрамиЭМФ. Наступні каскади що неспроможні змінити ступінь придушення цих складовиходнополосного сигналу.

З виходуЭМФоднополосний сигнал надходить другого балансний модулятор (5). В іншому його вході – сигнал допоміжної частотиf1. Частотаf1 вибирається вище верхньої робочої частоти передавача –fB. За такої виборі комбінаційна частота не вдомаБМ2f1 +f0 також вище верхньої частоти робочого діапазону передавача. Отже, коливання допоміжного генератораf1 і продукти перетворення першого порядку з частотамиf1 +f0, якщо вони потраплять на вхід підсилювача потужності, не створять перешкод у робочому діапазоні проектованого передавача.

Відноснарасстройка між комбінаційними частотами не вдомаБМ2, зазвичай, невелика, тому селекція потрібної комбінаційної частоти має здійснюватисяпьезокерамическим фільтром (ПФ) чи фільтром на поверхневих акустичних хвилях (7). Смуга пропускання цього фільтра мусить бути незгірш від смуги прозоростіЭМФ.

>Однополосний сигнал із виходу ПФ вбалансноммодулятореБМ3 (8) змішується із частотоюf2. Джерелом цих коливань служить синтезатор сітки дискретних частот, генеруючий сітку буде в діапазоніf2H->f2B з заданим кроком. Частотаf2 вибирається вищеf1, тобто вище робочого діапазону. Частоти робочого діапазону відfМ доfB виходять не вдомаБМ3. Вони рівні різниці частотf2 і проміжної частоти не вдомаполосовогофильтра(7)f =f2 –f1 –f0.

Ці частоти виділяються фільтром нижніх частот (10), частота зрізу якого дорівнює верхньої частоті робочого діапазонуfB.

>Однополосний сигнал формується на малому рівні потужності 1-5 мВт. До рівня не вдома передавача він доводиться лінійним підсилювачем потужності.

Ланцюги зв'язку проміжних каскадів роблять широкосмуговими,перекривающими весь діапазон передавача. Тут не поставлено завдання фільтрації вищих гармонік, вирішується лише проблема узгодження вхідного опору наступного каскаду з вихідним попереднього. Широке застосування знаходять трансформатори довгих лініях (>ТДЛ) й ланцюги, щоб забезпечити постійне вхідний опірусилительного каскаду.

До переваг передавача, виконаного відповідно до структурної схемою рис. 1.1, слід віднести таке:

– мінімальне числокоммутируемих ланцюгів. Змінюється лише частота синтезатора і комутується фільтруюча ланцюг не вдома передавача,

– мала можливість появивнеполосних випромінювань як наслідок особливостей вибору частот перетворення. [2]


2. Розрахунок вихідного каскаду радіопередавача

Уоконечном каскаді радіопередавача необхідно посилити наявний сигнал до заданої потужності у своїй прохідна характеристика транзистора мусить бути лінійної і кут відсіченняколлекторного струму=90 (недодержання цих вимоги призводить до нелінійним спотворень).

У цьому випадком доцільнооконечний каскад виконати подвухтактной схемою, що дозволяє при віддачі транзисторами потужності меншою, ніж стандартному напрузі харчування підвищити надійність устрою; і навіть під час використання даної схеми придушуються парні гармоніки на 15-20дБ, отже зменшиться порядокФНЧ який буде необхідний придушеннявнеполосного випромінювання. Оскільки проектований каскад є широкосмуговим, то виберемо як схеми зв'язку генератора з навантаженнямТДЛ. У зв'язку з падінням коефіцієнта посилення по току зі збільшенням частоти необхідна ланцюг корекціїАЧХ.

2.1 Вибір транзистора кінцевого каскаду

Для вихідного каскадуоднополосного радіопередавача, як зазначено вище, необхіднідвухтактную схему, у якій транзистори мали бути зацікавленими ідентичні. Для вибору транзистора необхідно керуватися такими параметрами:

- транзистор має віддавати необхідну потужність на додачу;

- оскільки передавачоднополосний, необхідно, щоб прохідна характеристика була лінійної.

Зазвичай, для генерації заданої потужності навантаженні у певному діапазоні частот можна підібрати низку транзисторів. При однаковою вихідний потужностіГВВ цих приладах матимуть різний ККД і коефіцієнт посилення за проектною потужністю. Групу транзисторів потрібно вибрати той, що забезпечує найкращі електричні характеристики підсилювача потужності.

Коефіцієнт корисної дії каскаду пов'язані з величиною опору насичення транзистора –r нас ВЧ. Чим менший його величина, тим менше залишкове напруження як у граничному режимі вище ККД генератора.

Коефіцієнт посилення за проектною потужністю ДоР залежить від створення низки параметрів транзистора – коефіцієнта передачі струму бази bпро, частоти одиничного посилення >f т і величини індуктивностіемиттерного виведення LЕге. За інших рівних умов ДоР тим більше, що стоїть значення bпро,f T і від LЕге.

З положень цих умов виберемо транзисторКТ927А, який має такі параметри:

Параметри ідеалізованих статичних характеристик.

Опір насичення транзистора на високої частотіrнас >ВЧ=0.4Ом.

Опір витокуемиттерного переходу R у.о>0.1кОм.

Коефіцієнт посилення по току у схемі з ОЕ на низькою частоті (>f0)про=15..50.

Опір матеріалу бази 0.2Ом.

Опіремиттера 0.01Ом.

>Граничная частота посилення по току у схемі з ОЕ >fт=100..200 МГц.

>Барьерная ємністьколлекторного переходу Здо=120..190пФ при Єдо=>28В.

>Барьерная ємністьемиттерного переходуСе=1700..2500пФ при Єе=>5В.

>Индуктивность виведенняемиттера 5нГн.

>Индуктивность виведення бази 5нГн.

>Допустимие параметри

Граничне напруга на колекторі U>кедоп=70 У.

Протилежне напруга наемиттерном переході U>бедоп=3.5 У.

Постійна складоваколлекторного струму Iдо.макс.доп=>20А.

Максимально дозволене значенняколлекторного струму Iдо.макс.доп=>30А.

Діапазон робочих частот 1.5..30 МГц.

Теплові параметри

Максимально допустима температура переходів транзистораt>п.доп=>200С.

Теплове опір перехід – корпус Rпк=>1.5С /Вт.

Енергетичні параметри

Експериментальні характеристики під час роботи за умов, близьких до гранично допустимим по якомусь ознакою (параметру) і обмежують потужність транзистора те щоб гарантувати достатню надійність його роботи;

>f ' =30 МГц.

>P'зв >75 Вт.

До'зв=13.4..16.

>'=40..52%.

Є'до=28 У.

Режим роботи лінійний < -30дБ.

>Виберем коефіцієнт корисної діїсогласующей ланцюга>сц=0.85.

Отже потужність не вдома одного плечадвухтактной схеми визначиться як .

>P1=44 Вт.

2.2 Розрахунокколлекторной ланцюга

Розрахунокколлекторной ланцюга вихідного транзисторного каскаду проходить за методиці, що викладена у [2, 5] – розрахунокГВВ на задану потужність, вірніше розрахунок одного плеча симетричнійдвухтактной схеми на половинну потужність.

Особливість розрахунку у разі у цьому, щосогласующий трансформатор можна виконати тільки до певного набору коефіцієнтів трансформації, тому розрахуємо вихідний опірколлекторной навантаження одного плечадвухтактной схеми при напрузі харчування Eдо=28 У; обравши коефіцієнт трансформації і відповідне йому опірколлекторной навантаження, розрахуємоколлекторную ланцюг.

>Крутизна лінії межового режиму

P.Sгрн=2.5А/В

Коефіцієнт використанняколлекторного напруги

                          (2.1)

Амплітуда напруги на колекторі

Uдо=>грн·Eдо                                                                                         (2.2)

 

Uдо=0.9·28=25.2 У

Опірколлекторной навантаження

                                                           (2.3)

R>ке=2·25.22/44=7.22Ом

>Виберем коефіцієнт розподілу

Опірколлекторной навантаження двох плечейдвухтактного генератора 14.44Ом

Опір навантаження, відповідно до завдання проектування 50Ом.

Ставлення двох опорів і буде коефіцієнт трансформації 0.28. Найближчий коефіцієнт 0.25.Rке=6.25Ом

Для певного опору навантаження проведемо розрахунокколлекторной ланцюга.

                                                        (2.4)

Uдо=23.45 У

Амплітуда першої гармонікиколлекторного струму

                                                               (2.5)

Постійна складоваколлекторного струму

,                                                        (2.6)

де:

>1(>) – коефіцієнт Берга1(>90) =0.5;

>про(>) – коефіцієнт Берга0(>90) =0.319

Iдо=2.394 А

Максимальнийколлекторний струм

                                                          (2.7)

Iдо >max =7.504 A

eдо >minгрн =Iдо >max·>rнас ВЧ                                                          (2.8)

eдо >minгрн =7.504·0,4=3 У

Напруга харчування

>Eк= eдо >minгрн+>Uк (2.9)

>Eк=3+23.45=26.45 У

>Потребляемая потужність джерелаколлекторного харчування

>P>o >max=EдоIдо                                                                                                   (2.10)

>P>o >max=26.45·2.394=63.32 Вт

Коефіцієнт корисної діїколлекторной ланцюга

Максимальне напруга на колекторі на повинен перевищувати припустимого значення U>кедоп=70 У

Uдо >max=Eдо+>1.25·Uдо

Uдо >max=26.45+1.25·23.45=55.76 Вт


2.3 Розрахунок базової ланцюга

Уширокодиапазоннихдвухтактних генераторах під час роботи транзисторів з кутом відсічення=90 (клас У) важливо, щоб у імпульсах струм перекосів був бо за цьому відсутні непарні гармоніки (>3, 5,…) Усунення перекосів в імпульсах досягається включеннямшунтирующего додаткового опору Rбуд між висновками бази йемиттера транзистора. Опір Rбуд вибирають те щоб вирівняти постійні часуемиттерного переходу у зачиненому і відкритому станах:

,              (2.11)

                                             (2.12)

>Виберем з низки номінальних значень

Rбк=249Ом

>=1.44

Амплітуда струму бази

                               (2.13)

Iб=2.186 А

Максимальне зворотне напруга наемиттерном переході

           (2.14)

Після розрахунку отримуємо: , отже необхідно зменшити додаткове опір.

Rбуд =12.1Ом

Постійна складова базового струму

                                                      (2.15)

Постійна складоваемиттерного струму

I>ео=Iдо+I>бо

I>ео=2.462 А

Максимальне зворотне напруга наемиттерном переході

          (2.16)

Єб= – 0.535 У

Значення L>вх ОЕ,r>вх ОЕ, R>вх ОЕ і З>вх ОЕ в еквівалентній схемою вхідного опору транзистора (див рис 2.2):

                                (2.17)

L>вх.ое =13.47Гн

       (2.18)

Зка – бар'єрна ємність активній частиніколлекторного переходу (Зка=(0.2..0.3) Здо)

>r>вхое=1.797Ом

  (2.19)

R>вхое=4.47Ом

                                                 (2.20)

>Рис 2.1 Схема заміщення вхідний ланцюга

Активна і реактивна складові вхідного опору транзистора Z>вх=>r>вх +jX>вх

              (2.21)

>r>вх=1.886Ом

                                              (2.22)

Х>вх=1.91Ом

>Входная потужність

Р>вх=4.5 Вт

Коефіцієнт посилення за проектною потужністю одного плечадвухтактной схеми

Дор=9.78


2.4 Розрахунок ланцюга корекціїАЧХ

У діапазоні середніх і високих частот (>f>0.3fт/>про), що характерно при побудовіширокодиапазонной вхідний ланцюга транзистора, треба, по-перше, враховувати зниження модуля коефіцієнта посилення від частоти, по-друге, використовувати складнішу еквівалентну схему вхідного опору транзистора.

>Частотная залежність коефіцієнта передачі струму бази(j) приведено на рис. 2.2, а.Передаточная характеристика каскаду ШПУ (рис. 2.2)T(p) визначається твором передатних характеристик ланцюга корекції Tдо(р) і транзистора(p). При заданоїТ(р) в частотною або тимчасовою області завдання залежить від знаходженні аналітичного вислови й синтезу ланцюга корекції.

Для пласкою частотною характеристики потужності навантаженні при нижньої частоті діапазону вираз для Tдо(р) істотно спрощується:

,

депро – коефіцієнт передачі струму бази на низькою частоті,

>> – гранична частота за коефіцієнтом передачі струму бази.

Тобто ланцюг корекції повинна створити лінійно збільшуваний із частотою струм бази (рис. 2.2, б, пряма 1). Таку частотну залежність в обмеженому діапазоні частот можна сформувати з допомогою послідовного контуру, порушуваного джерелаЭДС (рис. 2.3). Структура контуру збігається з структурою вхідний ланцюга транзистора (частина рис. 2.4, обведена пунктиром).Частотная залежність струму контуру (крива 2 на рис. 2.2, б) близька до лінійної. Напруга наемкости контуру у своїй визначає напруга на переходібаза-емиттер транзистора і частотну залежність струму колектора: , (крива 3, рис. 2.2, б).

>Нормированние величини елементів контуру, виражені через нерівномірність частотною характеристики потужності навантаженні , визначаються за такими співвідношенням:

.

Зокрема, за значення параметра=0.11=0.93,2=0.68 струм колектора за українсько-словацьким кордоном смуги пропускання зменшується до значення .

>Определим значення добротності верхній частоті вхідний ланцюга транзистора

,                                                (2.23)

>Q>вх=1.415.

ОскількиQ>вх >0.68, то послідовно із конкретним висновком бази потрібно включити додатковий резистор

                                  (2.24)

R>доб=1.937Ом

Ємність коригуючою ланцюга розраховується за формулам:

; ; .  (2.25)

>r=3.734Ом

>С=1.32нФ

Зкорів=1.57нФ

Щоб створити режим джерелаЭДС для послідовного контуру (рис. 2.3), зробити вхідний опір каскаду суто активною ічастотно-независимим, на вході ланцюга встановлюється доповнююча ланцюг із елементами (рис. 2.4):

;

R'буд=3.734Ом

; ; .

>L=13.47нГн

Lбуд=18.4нГн

Збуд=966пФ

Длядвухтактной схеми після розрахунку коригувальних елементів в однієї транзистора (одне плече схеми) значення Lбуд збільшують вдвічі, а Збуд зменшують вдвічі, а симетрії схеми залишають два опоруRд

Збуд=483пФ

>Lд=36.8нГн

2.5 Розрахунок фільтра нижніх частот

Для фільтрації гармонік струму колектора в широкосмугових передавачах застосовуютьпереключаемие фільтри (>ФНЧ чи смугові) з коефіцієнтом перекриття за частотою K>f трохи більше 1.6-1.7, тобто. ділять робочий діапазон сталася на кількаподдиапазонов й у кожен встановлюють свій фільтр, переключення, зазвичай, здійснюється одночасно з переміщенням за діапазоном.

>Виберем апроксимацію частотною характеристики – фільтр Чебишева.

Коефіцієнт перекриття передавача за частотою

                                                      (2.26)

K>fn=3.75

Кількістьпереключаемих фільтрів:

                                                (2.27)         

>k*=3

>Разобьем весь діапазон, у якому працює радіопередавач втричі:

1.  >fзв=8 МГц               >fв=12.5 МГц

2.  >fзв=12.5 МГц          >fв=20.5 МГц

3.  >fзв= 20.5 МГц    >fв=30 МГц 

>Рассчитаем фільтр нижніх частот на першому діапазону.

>Требуемий рівень придушеннявнеполосних випромінювань

a>тр =>40дБ.

З використаннямдвухтактной схеми рівень придушення вищих гармонік

a>дт=15дБ.

>Минимально дозволене згасання, яке має забезпечити фільтр в смузі затримання:

aф=25дБ.

Виробляється нормування частот: у своїй частота зрізу фільтра (>fпорівн=12.5 МГц) приймається рівної

>порівн =1

Частота гарантованого придушення (у разі повинна придушуватися друга гармоніка 2·8 МГц)

                                         (2.28)

>>s=1.28

З докладання 4 [6] визначаємо порядок фільтра і нерівномірність в смузі пропускання.

Фільтр 7 порядку з нерівномірністю 0.177дБ.

>Нормированние елементи фільтра:

З'1=1.335

L'2 =1.385

З'3 =2.240

L'4 =1.515

З'5 =2.240

L'6 =1.385

З'7 =1.335

Проведемоденормировку параметрів фільтра

З= Доз ·З'; L= ДоL ·L';

;                                      (2.29)

>Рис 2.6 Фільтр нижніх частот

>С1=339.891пФ

>L2=884.23нГн

>C3=570.30пФ

>L4=964нГн

>C5=570.30пФ

>L6=884.2нГн

>C7=339.891пФ

На рис 2.7. зображений коефіцієнт посилення за напругоюФНЧ

Для настройки фільтра кожна ємність представленій у вигляді паралельного поєднання двох конденсаторів постійного насилля іподстроечного (див

Страница 1 из 2 | Следующая страница

Схожі реферати:

Навігація